Alimentations à impulsions excimères : conception de filtres EMI

Alimentations à impulsions excimères : conception de filtres EMI

Abstract

Une impulsion excimère nanoseconde transporte des harmoniques allant du courant continu à plusieurs gigahertz. Le filtre doit éliminer ces harmoniques tout en préservant le front de 10 ns ; ces deux objectifs sont contradictoires. Cet article présente le calcul du spectre de l'impulsion, la conception du filtre à deux étages, quatre modes de défaillance sur le terrain et les paramètres du condensateur permettant une atténuation effective aux fréquences gigahertz.

1. Introduction

L'alimentation d'un laser excimère délivre une impulsion dont le temps de montée est de 10 à 50 ns et la durée de 25 à 200 ns. Ce signal n'est pas sinusoïdal et son spectre s'étend du courant continu à plusieurs gigahertz.

Ces harmoniques quittent l'alimentation électrique par les câbles et se propagent dans l'air. Elles atteignent l'électronique de commande, perturbent les signaux des capteurs et entraînent un dépassement des limites d'émission du produit.

Un filtre qui élimine les harmoniques ralentit également le front d'impulsion. Le problème de conception consiste à atténuer l'énergie là où elle est indésirable et à laisser passer l'impulsion là où elle transporte la décharge.

Cet article traite du calcul du spectre, des sources d'EMI à l'intérieur de l'alimentation, de l'approche de filtrage à deux étages, de quatre modes de défaillance et des paramètres des composants qui déterminent si l'atténuation persiste à 1 GHz.

2. Mécanisme de base

2.1 Spectre d'impulsions et premier zéro

L'enveloppe du spectre d'impulsion suit une fonction sinc déterminée par le temps de montée :

A(f) ≈ A_peak × sin(π × f × t_rise) / (π × f × t_rise)

où A(f) est l'amplitude spectrale à la fréquence f, A_peak l'amplitude spectrale de crête et t_rise le temps de montée de l'impulsion.

Pour t_rise = 10 ns, le premier minimum se situe à f = 100 MHz, et l'enveloppe s'atténue d'environ -20 dB/décade au-dessus. L'énergie à 1 GHz reste inférieure d'environ 40 dB à la fréquence fondamentale, ce qui est suffisant pour ne pas passer un test d'émission conduite.

2.2 Spectre d'impulsions complet

Une impulsion réelle a une montée, une descente et une largeur finies, donc l'enveloppe comporte deux termes sinc :

F(f) = A × t_pulse × sinc(π f t_pulse) × sinc(π f t_rise)

où F(f) est l'amplitude spectrale, A l'amplitude de l'impulsion, t_pulse la largeur de l'impulsion et t_rise le temps de montée.

Pour t_rise = 10 ns et t_pulse = 50 ns, la fréquence fondamentale se situe à 1/t_pulse, soit 20 MHz. Le premier zéro se situe à 1/t_rise, soit 100 MHz. Ces deux points critiques sont directement issus de la forme d'onde et se déplacent tous deux lorsque le circuit de décharge change.

2.3 Sources d'EMI à l'intérieur de l'alimentation

Quatre sources dominent l'émission. Les transitions des IGBT atteignent des dV/dt supérieurs à 1 kV/ns et des di/dt supérieurs à 1 kA/ns. La batterie de condensateurs oscille entre 5 MHz et 50 MHz. Les diodes d'amortissement ont un temps de récupération (trr) compris entre 25 ns et 100 ns. Les barres omnibus agissent comme des antennes au-delà de 100 MHz.

Chaque source se couple soit par conduction via les câbles, soit par rayonnement dans l'air. Le filtre détecte le trajet de conduction, et la configuration détermine le trajet de rayonnement.

2.4 Fréquence de coupure et valeurs des composants

Un étage LC passe-bas définit son point d'inflexion à partir de l'inductance et de la capacité :

f_cutoff = 1 / (2π √(L_filter × C_filter))

où f_cutoff est la fréquence de coupure, L_filter l'inductance du filtre et C_filter la capacité du filtre.

Pour une fréquence de coupure de 50 MHz et une capacité de filtrage de 1 nF, l'inductance du filtre est d'environ 100 nH. Un étage du second ordre atténue ensuite de -40 dB/décade au-dessus de cette fréquence de coupure.

2.5 Temps de montée de l'impulsion et amortissement

Le filtre ajoute son propre temps de montée à l'impulsion :

t_rise_filter ≈ 0.35 / f_cutoff

où t_rise_filter représente le temps de montée ajouté par le filtre et f_cutoff la fréquence de coupure. À 50 MHz, le filtre ajoute 7 ns, donc une impulsion de 10 ns devient de 17 ns.

L'impédance du condensateur à haute fréquence provient de son ESL :

Z_C = 2π × f × ESL

où Z_C représente l'impédance du condensateur, f la fréquence et ESL l'inductance série équivalente. À 1 GHz, une ESL de 50 nH correspond à 314 Ω.

Une résistance d'amortissement dissipe l'énergie stockée dans l'inductance du filtre à chaque impulsion :

P_damp = 0.5 × L_filter × I_peak² × PRF

où P_damp représente la dissipation moyenne, L_filter l'inductance du filtre, I_peak le courant d'impulsion et PRF la fréquence de répétition des impulsions. À 6 kHz, la charge atteint 50 à 100 W et la résistance doit la supporter en continu.

Fig. 1 — Une montée de 10 ns place le premier zéro spectral à 100 MHz ; une paire de 50 MHz et 500 MHz abaisse l'enveloppe d'environ 100 dB à 1 GHz.

3. Points faibles en matière d'ingénierie

Point faible n° 1 : Un seuil trop élevé pour respecter la limite d’émission

Un seul étage placé à 100 MHz ne laissait passer qu'environ -20 dB à 1 GHz. L'alimentation a échoué à son test d'émission conduite, et la solution a consisté en un boîtier de filtrage externe, avec son propre coût et son propre volume.

Le calcul du spectre était possible dès le départ. La fréquence de coupure a été choisie avant même que quiconque ne se penche sur la répartition de l'énergie.

Point faible n° 2 : Un inducteur surdimensionné qui ralentit le bord

Une inductance de 600 nH a fait passer le temps de montée du filtre au-delà de 20 ns. L'impulsion s'est étirée, le courant de décharge a diminué et l'énergie de sortie du laser est devenue non conforme aux spécifications.

Le service technique a d'abord incriminé le mélange gazeux, puis le système optique. L'impulsion mesurée sur un prototype à pleine tension a révélé que le filtre était en cause.

Point faible n° 3 : Condensateur ESL qui supprime l’atténuation

Un condensateur de filtrage avec une ESL de 50 nH présente une résistance de 314 Ω à 1 GHz. Le chemin de dérivation vers la masse est ouvert à cette fréquence, les harmoniques le traversent donc et l'atténuation s'arrête à l'auto-résonance du composant.

Le filtre a fonctionné correctement de 1 MHz à 30 MHz. Tous les résultats de test en dessous de 100 MHz étaient conformes, et le défaut d'émission n'est apparu qu'à l'extrémité supérieure de la bande.

Point faible n° 4 : Une résistance d’amortissement qui chauffe excessivement

Une résistance d'amortissement dimensionnée à partir de données de laboratoire à basse fréquence a dissipé 80 W à une fréquence de répétition des impulsions de 6 kHz. Sans chemin thermique, elle a atteint sa limite en un seul cycle et sa valeur a dérivé.

La réponse du filtre s'est alors modifiée en fonction de la résistance, et l'atténuation a diminué tandis que les pertes augmentaient. Ces deux phénomènes indiquaient que le composant n'avait jamais été dimensionné pour un fonctionnement continu.

Point faible n° 5 : Filtre monté loin de la source

Un filtre placé à 150 mm de l'étage de commutation laissait la boucle de connexion agir comme un radiateur. L'émission mesurée était supérieure de 12 dB à celle obtenue avec le même filtre monté aux bornes de la source.

Le schéma montrait un réseau identique. Seule la disposition différait, et c'est cette disposition qui a déterminé le résultat au-delà de 100 MHz.

4. Étapes de conception

Stratégie 1 : Calculer le spectre et identifier les fréquences problématiques

Calculez A(f) à partir du temps de montée mesuré et notez la fréquence fondamentale à 20 MHz et le premier zéro à 100 MHz pour une impulsion de 50 ns. Indiquez les fréquences pour lesquelles l'enveloppe se situe au-dessus de la ligne limite.

Il faut ensuite attribuer ces fréquences à une source. Le front de tension des IGBT, l'oscillation du banc de diodes, la récupération des diodes et le rayonnement du bus couvrent chacun une bande différente et ont chacun une valeur de correction différente.

Stratégie 2 : Utiliser deux étapes pour l’atténuation à large bande

Réglez l'étage 1 à 50 MHz avec C = 1 nF et L = 100 nH, ce qui couvre la plage de fréquences de 50 MHz à 500 MHz. Réglez l'étage 2 à 500 MHz avec une capacité plus faible, ce qui couvre la plage de fréquences de 500 MHz à 5 GHz.

La paire s'atténue d'environ -80 dB/décade au-dessus de 500 MHz, de sorte que le contenu à 1 GHz d'un front de 10 ns tombe suffisamment en dessous de la limite pour maintenir une marge en production.

Stratégie 3 : Choisir les condensateurs pour l’ESL, et non uniquement la capacité.

Sélectionner N4700 Les composants avec une ESL inférieure à 10 nH. À 1 GHz, cela représente 63 Ω au lieu des 314 Ω d'un composant de 50 nH, ce qui permet au chemin de dérivation de fonctionner sur toute la bande.

Utilisez le HVCT8G Des boîtiers coaxiaux sont utilisés aux nœuds à courant élevé. La géométrie de leurs électrodes maintient l'inductance de boucle en dessous de 8 nH pour un espacement des bornes de 40 mm, et la fréquence de coupure du filtre correspond alors à la valeur calculée.

Stratégie 4 : Amortir le filtre avec une résistance à faible inductance

Utilisez le HVRGHP Les composants à couche épaisse, avec une inductance équivalente (ESL) inférieure à 10 nH, sont dimensionnés avec une valeur de 50 % supérieure à la perte d'amortissement calculée. À 6 kHz, cela correspond à un composant supportant une puissance continue de 100 à 150 W.

Montez la résistance aux bornes du condensateur et assurez-vous qu'elle bénéficie d'une bonne dissipation thermique. Une résistance dont la valeur fluctue modifie la réponse du filtre, et l'atténuation diminue en conséquence.

Stratégie 5 : Maintenir le bord de l’impulsion et monter au niveau de la source

Réglez la fréquence de coupure à la valeur maximale autorisée par la limite d'émission, puis vérifiez le comportement sur un prototype fonctionnant sous pleine tension. Une fréquence de coupure de 50 MHz ajoute 7 ns, et une fréquence de coupure de 100 MHz ajoute 3.5 ns ; le choix implique donc un compromis entre l'atténuation et la largeur d'impulsion.

Montez le premier étage sur les bornes de commutation. La liaison entre la source et le filtre fait partie du radiateur, et 150 mm de celle-ci contribuent à hauteur de 12 dB dans un cas mesuré.

Paramètre de composant	Valeur typique	Condition de test
Tension nominale (série HVCT8G)	10 kV DC	haute tension 1.5× pendant 60 s
Capacitance	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz, 1 V efficace
ESR à 1 MHz	inférieur à 50 mΩ	-
Inductance de boucle (accord E40)	en dessous de 8 nH	Espacement des bornes de 40 mm
La resistance d'isolement	supérieure à 10 GΩ à 500 V CC	25 °C, 60 % HR
Plage de température	−40 °C à +125 °C	Série IEC 60068-2
Capacité dv/dt d'impulsion	au-dessus de 50 kV/µs	à la tension nominale

5. Condensateurs de filtrage HVC pour réseaux EMI à excimères

Trois exigences déterminent le choix de ce nœud : une inductance équivalente (ESL) suffisamment faible pour permettre un shuntage à 1 GHz, des pertes suffisamment faibles pour que le filtre reste hors du chemin thermique et un diélectrique dont les propriétés sont constantes sur toute la bande. HVC fabrique des composants N4700 pour cet ensemble, dans son usine de 6 000 m² située à Dongguan, pour une plage de tensions allant de 1 kV à 150 kV.

Six paramètres importants ici

• Une ESL inférieure à 10 nH donne 63 Ω à 1 GHz au lieu de 314 Ω, donc le chemin de dérivation fonctionne toujours là où se trouvent les harmoniques.
• Une ESR inférieure à 10 mΩ à 1 MHz permet de maintenir les pertes I²R du condensateur à une petite partie du total du filtre, ce qui fait de la résistance d'amortissement la seule tâche de conception thermique.
• Une valeur de tanδ inférieure à 0.1 % maintient l'auto-échauffement à un niveau négligeable, de sorte que la réponse du filtre ne dérive pas lorsque l'enceinte se réchauffe.
• PD inférieure à 5 pC à la tension nominale. Le blindage contre les décharges partielles élimine les micro-arcs internes qui injecteraient leur propre bruit à large bande dans la bande que le filtre est censé nettoyer.
• Couverture de 1 kV à 150 kV en formats à fils radiaux et à bornes à vis, de sorte qu'un seul système diélectrique dessert l'étage 50 MHz, l'étage 500 MHz et le réseau d'amortissement.
• Compatible avec les grandes marques de maintenance des sources lumineuses DUV et spécifié par les fabricants de lasers pour leurs nouvelles plateformes. Les composants HVC correspondent aux paramètres électriques et aux dimensions d'emballage des Murata Condensateurs haute tension à vis.

Lorsqu'une scène nécessite un élément en série, associez-le condensateur à film avec diode à récupération rapide à trr 25–35 ns, le chemin d'amortissement n'ajoute donc aucune charge de récupération à l'impulsion suivante.

Livraison et support

Les composants standard sont expédiés sous 4 à 8 semaines et les kits de filtres appariés sous 6 à 10 semaines. L'ingénierie des applications HVC prend en charge le calcul du spectre, l'analyse de la topologie des filtres, l'analyse des pertes d'amortissement et la vérification de la forme d'impulsion pour les réseaux EMI.

Veuillez indiquer le temps de montée de l'impulsion, sa largeur, la fréquence de répétition des impulsions (PRF) et la bande de fréquence défaillante. HVC vous fournira sous cinq jours ouvrés une fiche technique des composants du filtre avec les références, la distribution de l'ESL et de l'ESR, ainsi qu'un kit d'évaluation composé de deux échantillons.

6. Questions fréquentes

Q1 : Comment calculer le spectre d'impulsions ?

Utilisez l'enveloppe sinc A(f) ≈ A_peak × sin(π f t_rise) / (π f t_rise). Pour t_rise = 10 ns, le premier zéro se situe à 100 MHz. Une impulsion réelle de largeur finie ajoute un second terme sinc à 1/t_pulse, ce qui, pour une impulsion de 50 ns, place la fréquence fondamentale à 20 MHz.

Q2 : Quelle fréquence de coupure le filtre doit-il utiliser ?

La valeur maximale autorisée par la limite d'émission dépend de la fréquence de coupure, car celle-ci détermine le temps de montée supplémentaire. Une fréquence de coupure de 50 MHz ajoute 7 ns et transforme une impulsion de 10 ns en une impulsion de 17 ns. Une fréquence de coupure de 100 MHz ajoute 3.5 ns et réduit l'atténuation. Le choix dépend donc de la marge de sécurité nécessaire à la forme de l'impulsion.

Q3 : Pourquoi un condensateur de filtrage ne parvient-il pas à atténuer les fréquences aux gigahertz ?

En effet, son inductance de spin (ESL) fixe l'impédance au-dessus de la fréquence de résonance propre. À 1 GHz, un composant avec une ESL de 50 nH présente une impédance de 314 Ω, et le chemin de dérivation cesse de conduire. Un composant avec une ESL de 10 nH présente quant à lui une impédance de 63 Ω, ce qui permet aux harmoniques de se diriger vers la masse.

Q4 : Quelle est la puissance dissipée par la résistance d'amortissement du filtre ?

L'amortissement (P_damp) est calculé par la formule P_damp = 0.5 × L_filter × I_peak² × PRF. À une fréquence de répétition des impulsions (PRF) de 6 kHz, la charge moyenne atteint 50 à 100 W ; la résistance nécessite donc une marge de 50 % et une voie de dissipation thermique efficace. Un composant sans voie de dissipation thermique voit sa valeur dériver, ce qui affecte la réponse du filtre.

Q5 : Le filtre doit-il être placé à l'étape de commutation ?

Oui, pour le premier étage. Un filtre monté à 150 mm de la source présentait une atténuation de 12 dB supérieure à celle des mêmes composants montés aux bornes de la source, car la boucle de connexion rayonne au-delà de 100 MHz. Le schéma reste identique dans les deux cas.

Q6 : Pourquoi utiliser deux étapes au lieu d'une seule ?

Car une seule bande passante ne peut pas couvrir trois décades. Un étage de 50 MHz couvre la plage de 50 MHz à 500 MHz, et un étage de 500 MHz couvre la plage de 500 MHz à 5 GHz. Ensemble, ils présentent une atténuation d'environ -80 dB/décade au-dessus de 500 MHz, ce qui correspond à la durée de transition de 10 ns requise à 1 GHz.

7. Références

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10. Alimenter l'avenir : comment les condensateurs MLCC haute tension améliorent l'efficacité de l'électronique moderne, Murata, https://www.murata.com/en-eu/s/blog/powering-the-future-how-high-voltage-mlccs-drive-efficiency-in-modern-electronics.html .
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